。LLC 属于庞大的谐振变换器拓扑家族系列，而谐振腔是该拓扑系列的基础特征。谐振腔是一组以特定频率（称为谐振频率）振荡的

　　这种开关模式的DC/DC电源变换器允许采用更高的开关频率 (fSW) 并且降低了开关损耗，因此更适用于高功率和高效率应用。LLC 谐振变换器是具有精密系统（即高端）或更高运行功率要求（即为电动汽车充电）的电源应用理想之选。

　　LLC 变换器由 4 个模块组成：电源开关、谐振腔、变压器和二极管整流器（参见图 1）。MOSFET功率开关首先将输入的直流电压转换为高频方波；随后方波进入谐振腔，由谐振腔消除方波的谐波并输出基频的正弦波；正弦波再通过高频变压器传输到变换器的副边，并根据应用需求对电压进行升压或降压；最后，二极管整流器将正弦波转换为稳定的直流输出。

　　LLC 变换器因其谐振特性，即使在非常高的功率下也能保持高效率。该特性同时实现了原边和副边的软开关功能，它降低了开关损耗，从而提高了效率。

　　另外，LLC 拓扑还能够节省电路板空间，因为它不需要输出电感器。这意味着所有电感器都可以轻松集成到单个磁性结构中，从而节省面积和成本。当电路的所有电感元件都位于同一个结构中时，其电磁兼容性将得到极大的改善；因为屏蔽单个结构比屏蔽三个结构一定更容易，也更便宜。米乐M6 米乐

　　电源开关可以采用全桥或半桥拓扑实现，每种拓扑都具备自己独特的输出波形（参见图 2）。

　　这两种拓扑的主要区别在于：全桥拓扑生成的方波没有直流偏移，幅度等于输入电压 (VIN).；半桥拓扑则产生一个偏移 (VIN / 2)的方波，因此幅度仅为全桥波的一半。

　　每种拓扑都有其自身的优缺点。全桥拓扑需要更多的晶体管，因此实施成本更高。而且，添加的晶体管会导致串联电阻(RDS(ON))增加，从而增加传导损耗；但另一方面，全桥实现可以将必要的变压器匝数比 (N) 降低一半，因此可以最大限度地减少变压器中的铜损。

　　半桥拓扑的实施则更具成本效益，而且，它可以将电容器两端的降低约 15%；不过，这种拓扑会增加开关损耗。

　　权衡利弊之后，通常建议在功率低于 1kW 的应用中采用半桥功率开关拓扑，而在更高功率应用中则采用全桥拓扑。

　　谐振腔由谐振电容器 (CR) 和两个电感器组成：谐振电感器 (LR)与电容器和变压器串联，励磁电感器 (LM)则与之并联。谐振腔的作用是滤除方波的谐波，将基频开关频率的正弦波输出到变压器的输入端。

　　谐振腔的增益随频率和副边负载而变化（参见图 4）。设计人员需调整这些参数，以确保变换器在宽负载范围内均高效运行。具体方法为，设计谐振腔的增益值，使其在所有负载条件下均超过 1。

　　LLC 变换器因谐振腔的双电感器而具有宽工作范围与高效率。要了解其原理，首先要了解谐振腔采用不同电感器时，在重载和轻载条件下的响应。

　　当谐振腔仅由谐振电容器和励磁电感器组成时，米乐M6 米乐图 5 显示了谐振腔在不同负载条件下的增益。在轻载下，谐振腔增益有一个明显的峰值；但重载下的增益不仅没有峰值，反而有阻尼响应，并且只在非常高的频率下才达到单位增益。

　　当谐振腔仅由串联的谐振电容器和谐振电感器 (LR) 组成时，结果则不同。其增益不会超过 1，但当负载最大时，谐振腔达到单位增益的速度要比并联电感器快得多。

　　如果谐振腔中同时带两种电感器，则产生的频率增益响应可确保变换器充分响应更大的负载范围；而且，还可以实现对整个负载范围的稳定控制（参见图 4）。此时的 LLC 谐振腔具有两个谐振频率 (fR and fM)，可分别由公式 (1) 和公式 (2) 计算得出。

　　负载通过品质因数 (Q) 来表示，它取决于连接到输出的负载。但直接采用负载值并不准确，因为在谐振腔输出和负载之间还有一个变压器和一个整流器（参见图 1）。因此，我们必须为负载提供一个主参考值，即 RAC. RAC 和 Q 可以分别用公式 (3) 和公式 (4) 来估算：

　　归一化频率 (fN) 定义为 MOSFET 开关频率 (fSW) 与谐振腔谐振频率 (fR)之间的比率。fN 可以通过公式 (5) 计算：

　　归一化电感 (LN)表示谐振电感和励磁电感之间的关系，用公式 （6）来估算：

　　请注意，以上计算均采用一次谐波分析 (FHA) 进行。这种方法之所以适用，是因为我们已假设 LLC 是在谐振频率  (fR)内运行的。通过应用傅里叶分析，谐振腔的输入是由多个具有不同幅度和频率的正弦波组成的方波。由于谐振腔可滤除所有与基频 fSW频率不同的正弦波，所以我们可以忽略除基频正弦波之外的所有波，这可以大大简化我们的分析。

　　软开关功能旨在通过利用电流的自然上升与下降、以及电路内部电压来降低开关损耗，以确保电子开关在最有效的时刻导通或关断。如果在电流近似为零时开关，称为零电流开关 (ZCS)。如果在低电压下开关，称为零电压开关 (ZVS)。LLC 变换器凭借其谐振特性，可以同时实现 ZVS 和 ZCS。

　　图 7 显示了 LLC 变换器的四种基本工作模式。模式 1 和模式 3 为标准的 LLC 操作，如前文所述。在模式 1 中，电流从电源输送到谐振腔和变压器副边（Q1 导通，Q2 关断）。在模式 3 中，存储在谐振腔中的剩余功率被传输到变压器的副边，其电流的流动方向与模式 1 中相反（Q1 关断，Q2 导通）。ZVS 在模式 2 和模式 4 中出现，此时两个开关均关断；期间，电流流过晶体管的体二极管（例如模式 2 中的 Q2，或模式 4 中的 Q1），这也称为续流。

　　受体二极管的小压降限制，续流导致晶体管两端的电压 (VDS) 下降，直至接近零值。此时，两个栅极信号都为低电平，当电路从模式 2 转换到模式 3 、或模式 4 转换到模式 1 时，晶体管两端的电压接近于零，这最大限度地降低了开关损耗。

　　了解 LLC 谐振腔工作原理对设计 LLC变换器至关重要。谐振腔的谐振特性使LLC变换器可以在宽负载和功率范围内保持高效且稳定的运行，因此广受欢迎。不过，这种谐振也要求设计人员在设计电路参数时需非常谨慎，因为谐振腔的增益响应受大量参数的影响，其中包括负载和变换器的工作点（见公式 (7)）。

　　本系列的两篇文章将讨论 LLC变换器设计的关键考量因素。第I部分 探讨了各种电源开关拓扑和 LLC 谐振腔的特性。本文为第II部分，将介绍 LLC 变换器设计中的重要参数，包括增益、负载、频率和电感。

　　影响LLC 变换器增益的两个模块是谐振腔和变压器。谐振腔增益是可变的，具体取决于负载 (Q)、归一化频率 (fN)和归一化电感 (LN)。变换器的增益响应 (MG为Q, LN和fN的函数，通过公式 (1) 来计算：

　　变压器增益则由变压器原边线圈的匝数与副边线圈的匝数之比定义。该比率由变压器的物理结构定义，所以一旦变换器开始工作，就不能轻易改变。

　　变换器的总增益 (VOUT / VIN) 为两个增益的乘积，可通过公式 (2) 来估算：

　　理想情况下，谐振腔不会放大或衰减信号，而是滤除谐波。这意味着谐振腔的标称增益应为 1，并且变压器应是改变输出电压电平的唯一阶段。

　　但实际上，LLC 变换器常用于 AC/DC变换器。AC/DC 变换器通常由一个 AC/DC +PFC转换级和一个 LLC DC/DC 变换器组成，用于将电压降到所需的水平（参见图 3）。

　　AC/DC + PFC 级将 AC 输入电压 (VIN) （例如来自 AC 电源的功率）转换为稳定的 DC 电压，同时还保持输入电流与 VIN 同相。PFC 级对确保设计符合国际标准（包括 ISO、UNSCC、IEEE 和 CISPR）规定的各项功率因数规范十分必要。AC/DC + PFC 级的输出电压 (VOUT) 在理想情况下是稳定的，但由于组件的非理想化， AC/DC 输出端往往会出现电压纹波，这通常是寄生电感和电容ESR导致的，这种电压纹波也会出现在 LLC 变换器的输入端。

　　由于变换器的 VIN 和变压器固定增益带来的变数，LLC 谐振腔需要补偿 VIN 带来的变化以获得恒定的 VOUT。因此，如果 VIN 低于标称值，谐振腔可稍稍放大信号以产生最大谐振腔增益；如果 VIN 超过标称值，则最小谐振增益可确保变压器原边绕组处的电压稳定在标称值，以保持稳定的 VOUT。

　　图 4 显示了 LLC 变换器的增益响应以及所需的最大、最小和标称谐振腔增益值。

　　如 第I部分所述，负载通过品质因数 (Q) 来表示，它影响谐振腔的最大增益以及峰值增益频率。谐振腔的峰值增益随负载的增加而降低。因此，即使在最坏的情况下(即负载最大时)，满足最大增益要求也是非常重要的。

　　负载对增益的影响是无法控制的，但可以通过改变 MOSFET 的开关频率 (fSW) 来保持电路增益。如图 5 所示，尽管负载会影响变换器的最大增益，但增加负载也会将频率 (fMG_MAX) 拉至更高水平，并产生最大增益。

　　图 6 显示了 LLC 谐振腔中一系列不同负载的最大增益点，以虚线绘制。这条线将增益响应分为两个不同的区域。在感性区域（右侧），发生零电压切换，并且增益随着频率的降低而增加，直至达到峰值增益频率。然后变换器进入容性区域（峰值增益频率的左侧），在该区域降低频率也会降低增益。感性区域允许通过频率变化进行稳定的增益控制。

　　一般不建议进入容性区域，因为当低边MOSFET (LS-FET) (S2) 晶体管的体二极管处于反向恢复状态时，高边MOSFET (HS-FET)  （S1） 可能导通（参见图7）。这会造成潜在的半桥直通条件，从而导致 S2发生故障，或者，至少会降低变换器的效率。

　　不同的负载产生不同的频率响应和最大增益频率。要确定最小fSW，需要考虑最坏情况，即从最小负载转换至最大负载时（参见图 8）。当负载较小时，变换器工作在感性区域，但如果负载突然增加，工作点将进入容性区域。因此，应增加最小频率 (fMIN) 以确保所有负载的工作点都保持在感性区域。

　　因此，要建立稳定的频率范围， fMIN 必须等于过载情况下变换器的最大增益频率 (fOVERLOAD)（参见图 9）。

　　一旦得到变换器的最小频率，就可以建立一个工作 fSW 范围。变换器的最大频率(fMAX)  受控制器和 MOSFET 最大频率的限制。但工作窗口期不需要很大，它可以通过最大和最小增益频率来定义，只要处于稳定频率范围即可。

　　归一化 LN 定义了峰值增益斜率，该斜率标志着感性区域和容性区域之间的界限，如图 10 所示。在相同负载条件下，谐振腔的峰值增益取决于归一化 LN。

　　较小的 LN 可为更广范围的负载和操作提供高增益。另一方面，较小的 LN 也会带来较高的磁化电流，并使效率降低。

　　要选择适当的归一化 LN值，设计人员需要考虑负载最大时的最坏情况。LN 的选择必须能够提供足够的增益来补偿 VIN的任何缺陷，即使在过载条件下也是如此。

　　LLC 变换器的设计是一个漫长而复杂的过程，需要根据特定的应用要求考虑多种因素。由于大量的参数以及这些参数之间的关系，设计过程通常跨越多次迭代与计算，可能导致设计时间过长。

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